中、高压变频器主电路不像低压变频器那样，至今还没有统一的拓扑结构，它们从功率开关器件，到整流器和逆变器都有多种形式，介绍了这些方面的知识，以供选用时进行分析比较。

在低压变频调速完全成熟、并获得广泛应用之后，现在不少厂家对中、高压电机采用变频调速正在跃跃欲试，犹如十多年前开始推广应用低压变频调速的情势一样（在电气传动领域，将2.3～10kV习惯上称作高压，而与电网电压相比，只能算作中压）。然而不像是低压变频器，无论哪种产品，它们的主电路形式基本相同，而中、高压变频器则到目前为止，还没有近乎统一的拓扑结构。为此，本文就目前中、高压变频器的有关知识作些阐述和介绍，以供选用时进行分析比较。 1功率开关器件
中、高压变频器首先依赖于高电压、大电流的电力电子器件。目前应用于中、高压变频器的电力电子器件主要有下列几种。
1?1GTO
门极可关断（GTO）晶闸管是目前能承受电压最高和流过电流最大的全控型（亦称自关断）器件。它能由门极控制导通和关断，具有电流密度大、管压降低、导通损耗小、dv/dt耐量高等突出优点，目前已达6kV/6kA的生产水平，最适合大功率应用。但是GTO有不足之处，那就是门极为电流控制，驱动电路复杂，驱动功率大（关断增益β=3～5）；关断过程中内部成百甚至上千个GTO元胞不均匀性引起阴极电流收缩（挤流）效应，必须限制dv/dt。为此需要缓冲电路（亦称吸收电路），而缓冲电路既增大体积、重量、成本，又徒然增加损耗。另外，“拖尾”电流使关断损耗大，因而开关频率低。
1?2IGBT
绝缘栅双极晶体管（IGBT）是后起之秀，它是一种复合型全控器件，具有MOSFET（输入阻抗高、开关速度快）和GTR（耐压高、电流密度大）二者的优点。栅极为电压控制，驱动功率小；开关损耗小，工作频率高；没有二次击穿，不需缓冲电路；是目前中等功率电力电子装置中的主流器件。除低压IGBT（1700V/1200A）外，已开发出高压IGBT，可达3.3kV/1.2kA或4.5kV/0.9kA的水平。IGBT的不足之处是，高压IGBT内阻大，因而导通损耗大；低压IGBT用于高压需多个串联。
1?3IGCT和SGCT
在GTO的基础上，近年开发出一种门极换流晶闸管（GCT），它采用了一些新技术，如：穿透型阳极，使电荷存储时间和拖尾电流减小，制约了二次击穿，可无缓冲器运行；加N缓冲层，使硅片厚度以及通态
(d)输出电流

(a)电压型

(b)电流型

(c)输出电压

图1交直交单相逆变器主电路及其输出波形

损耗和开关损耗减少；特殊的环状门极，使器件开通时间缩短且串、并联容易。因此，GCT除有GTO高电压、大电流、低导通压降的优点，又改善了其开通和关断性能，使工作频率有所提高。
为了尽快（例如1μs内）将器件关断，要求在门极PN不致击穿的－20V下能获得快于4000A/μs的变化率，以使阳极电流全部经门极极快泄流（即关断增益为1），必须采用低电感触发电路（例如门极电路最大电?lt;5nH）。为此，将这种门极电路配以MOSFET强驱动与GCT功率组件集成在一起，构成集成门极换流晶闸管（IGCT）。其改进形式之一则称为对称门极换流晶闸管（SGCT）。两者具有相似的特性。IGCT还可将续流二极管做在同一芯片上集成逆导型，可使装置中器件数量减少。
表1为GTO、IGCT、IGBT一些能数的比较。可以看出，在1kHz以下，IGCT有一定优点；在较高工作频率下，高压IGBT更具优势。
表1GTO、IGCT、IGBT参数比较器件GTOIGCTIGBT
通态压降/V3.21.93.4
门极驱动功率/W80151.5
存储时间/μs201～3.40.9
尾部电流时间/μs1500.70.15
工作频率/kHz0.5120
除上述三种器件外，现在还在开发一些新器件，例如新型大功率IGBT模块——“注入增强栅极晶体管”（IEGT），它兼有IGBT和GTO二者优点，即开关特性相当于IGBT，工作频率高，栅极驱动功率小（比GTO小二个数量级）；而由于电子发射区注入增强，使器件的饱和压降进一步减小；功率相同时，缓冲电路的容量为GTO的1/10，安全工作区宽。现已有4.5kV/1kA的器件，可望在高频下获得应用。
2逆变器主电路
2?1逆变器的两种型式
交直交变频器依据直流电路滤波及缓冲无功能量所采用的元件不同而分为电压（源）型（VSI）和电流（源）型（CSI）。前者采用电容滤波〔见图1（a）〕，直流电路的电压波形比较平直，输出阻抗小，电压不易突变；交流输出为方波电压或方波电压序列，电流经过电动机绕组的滤波后接近于正弦波。后者采用电感滤波〔见图1(b)〕，直流电路的电流波形比较平直，输出阻抗大，电流不易突变；交流输出为方波电流，电压由输出电流及负载决定。
电压型变频器直流电路由于存在有极性的大电容，不允许直流电压反向，整流器因其单向导电性，电流也不能反向，无法通过它回馈能量，电动机如欲再生制动，必须另外反并联一套相控整流器，如图2(a）和图2(b）所示，所以适用于风机、水泵等不可逆传动。电流型变频器直流电路接的是大电感，虽电流方向不变，但允许电压反向，可以通过触发控制角α和β改变逆变器和可控整流器的电压极性来回馈能量，电动机能方便地实现再生制动，如图2（c)和图2(d)所示，所以适用于频繁起制动和可逆运行的场合。也正因为两者电压、电流方向的特点，电压型逆变器必须有续流二极管，将负载电动机的能量通过它回馈，而电流型逆变器则不需要续流二极管。
此外，电压型逆变器的输出动态阻抗小；对电力电子器件的耐压要求较低，但当负载出现短路或在变频器运行状态下投入负载，都易出现过电流，必须在极短的时间内施加保护措施。电流型逆变器的情况则相反，输出动态阻抗大；对器件的耐压要求较高，但因有大电感，可限制短路电流，易采取过流保护措施。不过，电流型变频器由于电源侧采用三相桥式晶闸管可
关于中、高压变频器的一些知识

图2电压型和电流型逆变器的电动和再生制动

(a)电压型电动(b)电压型再生制动

(c)电流型电动(d)电流型再生制动

(a)单相SPWM

(b)三相SPWM

图3SPWM波形

控整流电路，输入功率因数低，且随转速降低而降低；输入电流谐波大；还会产生较大的共模电压，施加到电动机定子绕组中心点和地之间，影响电动机绝缘。另外，对电网电压波动也较为敏感。
2?2减少谐波的方法
在交直交变频器的结构中，由于逆变器输出的是方波交流，其中必然包含各次谐波，见图1(c)和图1(d)。
谐波的存在，会产生转矩脉动，使电机运转不平稳；噪音加大；对电机绝缘有附加dv/dt、di/dt应力，影响寿命；谐波电流使电机发热，损耗增加，对一般电机不得不“降频”使用”；对输出电缆长度也有限制。如果安装谐波滤波器来抑制谐波对电网的影响，除增加设备外，还因滤波器的制造与电网参数有关，一旦参数有变，又得重新调谐，相当麻烦。为此，在中、高压变频器中不仅像和低压变频器一样，全采用脉宽调制（PWM）外，还普遍采用多重化联接，即将相同的几个逆变器输出矩形交流的相位错开，然后迭加成梯形波。例如，图3(a)和图3(b)为正弦脉宽调制（SPWM）的单相和三相波形。分别为单极式和双极式SPWM，图3(b)中的a）为三相调制波和三角波b)、c)、d)分别为A、B、C相电压，e)为线电压。图4(a)和图4(b)则示出一种二重化的电路和输出电压波形。它已不含11次以下的谐波。
2?3中、高压逆变器结构
除减小谐波外，为了承受高电压，在中、高压变频器中逆变器的主电路目前采用如下一些结构。 2?3?1桥臂器件直接串联
这种变频器的主电路如图5所示。这是电流型变频器（为了对接地短路也实现保护，把滤波电感分为两半），虚线框内为逆变器部分，功率开关器件采用GTO。这种电路简单、可靠，所用功率器件较少，但因各器件的动态电阻和极电容不同，存在稳态和动态均压问题，采取与器件并联R和RC的均压措施（图5中只示意一个器件的均压电路），会使电路复杂，损耗增加；同时，器件串联对驱动电路的要求也大大提高，要尽量做到串联器件同时导通和关断，否则，由于各器件通、断时间不一，承受电压不均，会导致器件损坏，甚至整个装置崩溃。GTO器件需加缓冲电路（图中示出一种典型的RCD电路）。
2?3?2三电平逆变器
三电平逆变器主电路如图6(a)所示。直流环节由电容C1、C2分成两个电压，属电压型逆变器。每相桥臂有四个功率开关器件（可采用GTO、IGBT或IGCT），每个均并有续流二极管。以A相为例，其中1、4为主管，2、3为辅管。辅管与二极管5、6一道钳制输出端电位等于中点0点电位（所以也称中心点钳位逆变器），通过控制功率器件1～4的开通、关断，在桥臂输出点可获得三种不同电平。例如，在2导通情况下，由1、3的交替通、断，A相电压可获得＋、0两种电平（或者说，2、4保持通、断不变，1、3由通、断→断、通时，A端电位由＋→0）；在3导通情况下，由2、4的交替通、断，A相可获得0、－两种电平（或者说，1、3保

(a)电路图

(b)输出电压波形图

图4逆变器电压叠加

图5逆变器桥臂器件直接串联的变频器主电路

(a)主电路

(b)系统框图

图6三电平逆变器的变频器主电路和系统框图

(a)三相相电压与线电压波形

(b)线电压波形（放大）

图7三电平PWM逆变器输出电压波形

持断、通不变，2、4由通、断→断、通时，A端电压由0→－）。同理，B、C每相电压亦有＋、0、－三种电平。若每相均采用PWM控制，三相3电平PWM逆变器的输出电压波形如图7(a)或图7(b)所示。其中图7(b)为输出电压滤波前后的波形。
与常规只有一个直流电压，桥臂上、下管交替通断每相输出只有＋、－两种电平的逆变器相比，3电平逆变器由于输出电压电平数增加（相电压由2个增加到3个，线电压由3个增加到5个），每个电平幅值下降，同时，每周期开关状态由23=8种增加到33=27种，增加了PWM控制谐波消除算法的自由度，在同等开关频率下，可使输出波形质量有较大提高，输出dv/dt也有所减少。另外，虽然同一臂上有器件串联，由于不出现任何两个串联器件同时导通或关断，所以不存在器件动态均压问题。加之每个主开关器件所承受的电压仅为直流侧电压的一半，很适合高压大

关于中、高压变频器的一些知识

(a)多重化结构图

(b)电路图

(c)功率单元电路图

图8单元串联多电平变频器

容量的应用场合。图6(b)为变频器系统框图。顺便指出，三电平变频器的概念还可扩展到多电平，例如5电平，输出电压的台阶数更多，波形更好。在相同器件耐压下，可输出更高的交流电压，但器件的数量和系统的复杂性也大大增加了。
2?3?3多单元逆变器串联
变频器主电路如图8所示。这是一种多重化结构〔见图8(a)〕，每相由功率单元串联而成〔见图8(b)〕，每个功率单元均为三相输入、单相输出的交直交电压型低压逆变器〔见图8(c)〕。功率单元单相桥式逆变电路采用4种不同的开关模式可输出0和±1三种电平。每个单元采用多电平移相PWM控制，即同一相每个单元的调制信号相同，而载波信号互差一个电角度且正反成对。图9是3个功率单元串联、一相电压的形成波形，三角载波信号互差120°（4和5单元串联则互差90°和72°）。这样每个单元的输出便是同样形状的PWM波，但彼此相差一个角度。图10(a)是5单元串联联结后一相的输出电压波形，它有±5、±4、±3、±2、±1和0共11种电平，线电压则有21种电平，见图10(b)，可以看出，它已非常接近正弦波。
采用移相PWM控制，也使叠加后输出电压的等效开关频率增加。例如，当每个单元的PWM载波频率为600Hz时，5单元串联后输出电压等效开关频率便为6kHz。一方面，开关频率的提高更有助于降低电流谐波，另一方面，由于单元内PWM载波频率较低，不仅可减少开关损耗，还可使逆变器死区时间引起的误差所占比例减少。
至于每相串联的单元数决定于输出电压等级，当每相用3、4、5个输出电压为480V的功率单元串联，变频器输出额定电压分别为2.3kV、3.3kV、4.16kV，如每相用5个690V或1275V的功率单元串联，输出额定电压可达6kV和10kV，由于采用的是单元串联，所以不存在器件直接串联引起的均压问题。
多单元串联方案线路比较复杂，功率器件数量多，如用高压（HV）IGBT，则可减少功率单元和器件的数量，例如用3.3kV的HV?IGBT，则4.16kV和6kV的变频器只有2个和3个单元串联。
3整流电路
常用的整流器几乎都采用晶闸管相控整流电路或二极管整流电路，直流侧则采用电容滤波，这样就使得它们交流侧的电流呈尖峰性而非正弦波，图11为单相整流示例。大量使用由这些电路构成的装置已成为电力系统中的主要谐波源，而且消耗大量的无功功率。为此，IEC、EN、IEEE均规定了谐波标准。参考应用较为普遍的IEEE519?1992，我国颁布了GB/T14549?93《电能质量?公用电网谐波》国标。凡不符合上述标准的电力电子设备均不允许进、出口。
对相控整流电路，当电压为正弦波、电流为非正弦波时，其功率因数λ为λ=cosφ1=νcosφ1

图93个功率单元串联PWM控制波形

图105单元串联逆变器输出电压、电流波形

(b)输出线电压与相电流波形

(a)输出相电压波形

图11整流桥及其输入波形

图12移相30°二重联结电路

图1312脉波整流电路电流波形

式中：P为有功功率；S为视在功率；U为正弦电压有效值；I为总电流有效值；I1和φ1分别为基波电流有效值及其与电压的相角差。一般称ν=I1/I为电流波形畸变因数，cosφ1为位移因数或基波功率因数，即这时功率因数是由电流波形畸变和基波位移两个因素决定的。v也可表示为ν=，其中THDi=为总电流畸变率，反映电流的失真程度。
因为中、高压变频器都是大容量，更必须设法减少谐波对电网的影响，并提高功率因数。目前采用的整流电路有如下几种形式。 3?1整流电路的一般多重化图12是二重串联联结电路。整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形连接，构成相位互差30°、大小相等的两组电压，接到相互串联的两组整流桥。变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比为1∶1∶。图13为该电路输入电流波形。其中图13(c)是三角形接桥电流iab2〔波形见图13(b)中虚线〕折算到变压器一次侧A相绕组中的电流，图13（d)的总电流为图13(a)的ia1和图13(c)的之和（忽略了换相过程和直流侧电流脉动）。对波形进行傅里叶分析，可以知

(b)输入电流波形

(a)主电路图（c）输入电压波形
道该电流中只含12k±1次谐波（k为正整数）。同样，对多相整流电路，可以得出结论：以m个相位相差π/3m的变压器二次绕组分别供电的m个三相桥式整流电路可以构成6m相整流电路，其网侧电流仅含6m±1次谐波。例如m=2，3，4，便分别为12相，含12k±1、18相，含18k±1、24相，含24k±1次谐波，且各次谐波的有效值与其次数成反比。位移因数则均等于cosα，α为触发延迟角。对二极管整流桥来说，cosφ1=cosα=1。
图6中的输入整流器就是二重联接电路，也称12脉波电路，可以求得其ν=0.9886，THDi=0.1522。
3?2整流电路的特殊多重化
见图8(b)结构。这是一种输入变压器和电力电子部件一体化设计的电路拓扑。它利用特制的多绕组输入变压器和功率单元串联的巧妙结合，由变压器二次绕组的曲折联结，将输入电压相位互相错开。对电网而言形成多相负载，既能解决输出高电压问题，又能解决电网侧和负载侧的谐波问题。例如，对5个单元串联联结，变压器需有15个二次绕组，分为5个不同的相位组，它们互差12°电角度，最终形成30脉波的二极管整流电路。理论上29次以下的谐波都可以消除，THDi<1％，可获得如图14所示的输入电压电流波形。
变压器采用延边三角形（曲折联结），再配以抽头所分割段的匝比，可以实现任意角度的相移。例如，3个和4个单元串联时，二次绕组相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分别相当于18脉波和24脉波整流，6个单元串联则相差±25°、±15°、±5°，相当36脉波，加上由于采用二极管整流的电压型结构，电动机所需的无功功率可由滤波电容提供，所以功率因数较高，基本上可保持在0.95以上。
这种多重化方案要用特制变压器，制作较复杂，器件数量多，导通损耗大。
3?3PWM整流电路
PWM整流器不是用晶闸管，而是用全控型器件构成，采用与逆变电路同样的SPWM技术。图15(a)和图15(b)即为单相和三相电压型PWM整流电路，通过对它的适当控制，可以使输入电流近似为正弦波，且电流和电压同相位，功率因数近似为1。图中交流侧电感L用以滤波和传递能量，直流侧电容Cdc起着滤除直流电压上开关纹波和平衡直流输入和输出能量的作用。

图16(a)、(b)、(c)分别为PWM整流器交流侧单相等效电路和整流、逆变状态下的相量图（忽略了交

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图14整流电路多重化输入电压电流波形

(c)逆变相量图

(a)等效电路图

(b)整流相量图

(b)三相电路

(a)单相电路

图15PWM整流器主电路

图16PWM整流器交流侧等效电路和相量图

流侧电路电阻），图中分别为电网电势、桥式电路交流侧PWM电压的基波分量、电感上的压降和PWM整流器从电网吸收的电流，ω为电源角频率。从相量图可以看出，只要控制和电网电压同频，且调节它的幅值和相位，满足图中所示的相量关系，PWM整流器就能实现单位功率因数的整流或逆变，从而可实现能量的双向流动。
PWM整流器也可采用三电平电路，如图17(a)所示。同三电平PWM逆变电路一样，相电压有三种电平，线电压有五种电平。在相同的开关频率下，其输入电流谐波比二电平电路要小得多。它不仅可做到单位功率因数，而且根据设计的功率定额富裕量，还可对连接在同一线路上的其它负载的无功功率进行补偿。它同时可以进行有功功率和无功功率的双向传输，实现电动和能量反馈的四象限传动，如图17(b)所示。
此外，有的还可在交流输入加谐波滤波器/功率因数补偿控制器。总之，通过各种措施，均可使交流侧THDi<5％，λ>0.95。
上述介绍的三种整流器和逆变器中，除特制变压器多重化外，其它整流电路和逆变电路可有不同的组合，即使同种组合也可有不同的接线方案。例如图6也可构成图18电路，适用于3.3kV，1250/1875/2500kVA场合。
4控制方式根据运动方程式T－TL=（TL为负载转矩，GD2为运动系统的转动惯量）可知，控制电动机电磁转矩T便能控制转速的变化dn/dt；而电动机的转矩与磁通成正比。因此，控制转矩的关键是要对磁通进行控制，磁通控制的效果直接影响调速系统的控制性能。
中、高压变频调速和低压变频调速一样，有如下几种控制方式。
4?1V/f协调控制
交流电动机的感应电势E=4.44Nf?（N为绕组有效匝数）。忽略定子绕组的阻抗，定子电压U≈E=4.44Nf?。当改变频率f调速时，如电压U不变，则会影响磁通?。例如，当电机供电频率降低时，若保持电机的端电压不变，那末电机中的?将增大。由于电机设计时的磁通选为接近饱和值，?的增大将导致电机铁心饱和。铁心饱和后将造成电机中流过很大的励磁电流，增加铜耗和铁耗。而当供电频率增加，电机将出现欠励磁。因为T=Cm?I2′cosφ2（Cm为电机结构决定的转矩系数，I2′为转子电流折算值，cosφ2为转子功率因数），磁通的减小将会引起电机输出转矩的下降。因此，在改变电机的频率时，应对电机的电压或电势同时进行控制，即变压变频（VVVF）。
V/f协调控制可近似保持稳态磁通恒定，方法简单，可进行电机的开环速度控制。主要问题是低速性能较差。因为低速时，异步电动机定子电阻压降所

图18三电平变频器

(a)主电路图

(b)四象限传动示意图

图17三电平PWM整流器
()

占比重增加，已不能忽略，不能认为U≈E，这时V/f协调控制已不能保持?恒定。
由于V/f协调控制是依据稳态关系得出，因而动态性能较差。如欲改善V/f协调控制的性能，需对磁通进行闭环控制。
4?2矢量控制
众所周知，直流电动机具有优良的调速和起动性能，是因为T=Cm?Ia，励磁绕组和电枢绕组各自独立，空间位置互差90°，因而?和电枢电流Ia产生的磁通正交，如忽略电枢反应，它们互不影响；两绕组又分别由不同电源供电，在?恒定时，只要控制电枢电流或电枢电压便可以控制转矩。而异步电动机只有定子绕组与电源相接，定子电流中包含励磁电流分量和转子电流分量，两者混在一起（称为耦合），电磁转矩并不与定子电流成比例。矢量控制的思路就是仿照直流电动机的控制原理，将交流电机的动态数学方程式进行坐标变换，包括三相至二相的变换（3/2）和静止坐标与旋转坐标的变换，从而将定子电流分解成励磁分量和转矩分量（解耦），它们可以根据可测定的电动机定子电压、电流的实际值经计算求得，然后分别和设定值一起构成闭环控制，经过调节器的作用，再经过坐标反变换，变成定子电压的设定值，实现对逆变器的PWM控制。
矢量控制可以获得和直流电动机相媲美的优异控制性能。
4?3直接转矩控制
直接转矩控制也是分别控制异步电动机的转矩和磁链，只是它选择定子磁链作为被控制的对象，而不像矢量控制系统那样选择了转子磁链，因此可以直接在定子坐标上计算与控制交流电动机的转矩。即通过实时检测磁通幅值和转矩值，分别与给定值比较，由磁通和转矩调节器直接输出，共同形成PWM逆变器的空间电压矢量，实现对磁链和转矩的直接闭环控制。它不需要分开的电压控制和频率控制，也不追求单相电压的正弦，而是把逆变器和电机视为整体，以三相波形总体生成为前提，使磁通、转矩跟踪给定值，磁链逼近圆形旋转磁场。
直接转矩控制不需要坐标变换，也不受转子参数变化的影响，控制器结构简单，而仍具有良好的静、动态性能。
4?4无速度传感器矢量控制
高性能的调速系统均采用转速闭环。但是速度传感器的安装、维护及低速性能等方面的问题给系统带来麻烦，甚至影响系统的可靠性。因而无速度传感器的控制越来越受到关注和欢迎。问题是从易测得的定子电压、定子电流中如何计算出与速度有关的量。目前常用的方法有：利用电机的基本方程式（稳态或动态）导出速度的方程式进行计算；根据模型参考自适应的理论，选择合适的参考模型和可调整模型，利用自适应算法辩识出速度；利用电机的次谐波电势计算速度，或计算转差频率进行补偿等。 上述四种控制方式中，V/f协调控制是转速开环控制，控制电路简单，是使用较多的一种控制方式，常用于速度精度要求不十分严格或负载变动较小的场合。后三种则用于高性能的通用变频器。通常有三种系统形式，即：有速度传感器的矢量控制、无速度传感器的矢量控制和无速度传感器的直接转矩控制。其中第一种控制精度高且动态性能好，但变频器系统复杂，价格较贵；后二种则控制精度和性能稍逊，但变频器系统较简单，价格较便宜。
除此之外，还有一些简化或改进的控制方式，如：有矢量演算的V/f控制、直接矢量控制（其磁通由测算而不是估算得出）等。
5结语
高压大功率变频器及其相关衍生产品是电力电子行业中尚未最后成功地解决的一个难题，也是近年来全世界范围内该行业竞相关注的热点，它不仅涉及大功率交流电动机的各类负载的调速和节能，而且也与其它一些关系国计民生的重点行业的技术发展与进步息息相关。